降低 MOSFET功率損耗
降低 MOSFET功率損耗的直接途徑是：選擇低導(dǎo)通電阻 RDS(ON)、可快速切換的 MOSFET。
影響 MOSFET導(dǎo)通電阻的因素主要有以下幾種：
（1）MOSFET的導(dǎo)通電阻隨著芯片尺寸和漏源極擊穿電壓(VBR(DSS))的增大而增大，因?yàn)樵黾恿?MOSFET 中的半導(dǎo)體材料。所以，相比較而言，過大尺寸的 MOSFET 會(huì)增大功率損耗。
（2）MOSFET的導(dǎo)通電阻受結(jié)溫的影響，當(dāng) MOSFET 的結(jié)溫升高時(shí)，MOSFET 導(dǎo)通電阻會(huì)相應(yīng)增大。因此，必須保持較低的結(jié)溫，使導(dǎo)通電阻 RDS(ON)不會(huì)過大。
（3）MOSFET的導(dǎo)通電阻和柵源電壓成反比，較大柵源電壓可以降低 MOSFET 的導(dǎo)通電阻，但是也會(huì)增大柵極驅(qū)動(dòng)損耗，因此，需要平衡 MOSFET 導(dǎo)通電阻和柵極驅(qū)動(dòng)損耗。
MOSFET 的開關(guān)損耗與寄生電容有關(guān)，較大的寄生電容需要較長的充電時(shí)間，使開關(guān)切換變緩，消耗更多能量。米勒電容通常在 MOSFET 數(shù)據(jù)資料中定義為反向傳輸電容(CRSS)或柵-漏電容(CGD)，在開關(guān)過程中對切換時(shí)間起決定作用。
米勒電容的充電電荷用 QGD表示，為了快速切換 MOSFET，要求盡可能低的米勒電容。一般來說，MOSFET 的寄生電容和芯片尺寸成反比，因此必須折中考慮開關(guān)損耗和傳導(dǎo)損耗，同時(shí)也要謹(jǐn)慎選擇電路的開關(guān)頻率。
降低二極管功率損耗
對于二極管，必須降低導(dǎo)通壓降，以降低由此產(chǎn)生的損耗。對于小尺寸、額定電壓較低的硅二極管，導(dǎo)通壓降一般在 0.7V 到 1.5V 之間。二極管的尺寸、工藝和耐壓等級都會(huì)影響導(dǎo)通壓降和反向恢復(fù)時(shí)間，大尺寸和耐壓值較高的二極管通常具有較高的 VF 和 tRR，這會(huì)造成比較大的損耗。
開關(guān)二極管一般以速度劃分，分為快速（fast,）、高速（super fast）和超高速（ultrafast）二極管，反向恢復(fù)時(shí)間隨著速度的提高而降低。快速恢復(fù)二極管的 tRR 為幾百納秒，而超高速快恢復(fù)二極管的 tRR 為幾十納秒。
對比 PN 結(jié)二極管和肖特基二極管可知：
（1）PN 結(jié)二極管往往具有較大的正向?qū)妷?，較大的額定電壓和電流，使得其適合于更高的功率應(yīng)用。不過，即使經(jīng)過優(yōu)化的 VF 和 tRR，往往也不會(huì)應(yīng)用在低功耗的場景，因?yàn)樾侍汀?/div>
（2）肖特基二極管則往往應(yīng)用在低功耗場景，因?yàn)榫哂休^低的 VF(0.4V 至 1V)和極小的 tRR，特別適用于低功耗的開關(guān)電源中，尤其是低占空比的情況。
然而，在一些低壓應(yīng)用中，即便是具有較低壓降的肖特基二極管，所產(chǎn)生的傳導(dǎo)損耗也無法接受。比如，在輸出為 1.5V 的電路中，即使使用 0.5V 導(dǎo)通壓降 VF的肖特基二極管，二極管導(dǎo)通時(shí)也會(huì)產(chǎn)生 33%的輸出電壓損耗！
圖 采用 MOSFET 代替二極管以降低損耗
為了解決這一問題，可以選擇低導(dǎo)通電阻 RDS(ON)的 MOSFET 實(shí)現(xiàn)同步控制架構(gòu)。用 MOSFET 取代二極管(如圖所示)，它與電源的主 MOSFET 同步工作，所以在交替切換的過程中，保證只有一個(gè)導(dǎo)通。
導(dǎo)通的二極管由導(dǎo)通的 MOSFET 所替代，二極管的高導(dǎo)通壓降 VF被轉(zhuǎn)換成 MOSFET 的低導(dǎo)通壓降(MOSFET RDS(ON) * I)，有效降低了二極管的傳導(dǎo)損耗。
當(dāng)然，同步整流 MOSFET 與二極管相比降低了壓降，但也引入了驅(qū)動(dòng)損耗。
影響開關(guān)電源效率的兩個(gè)重要因素：MOSFET 和二極管?，F(xiàn)代的開關(guān)電源控制器往往是將這兩者連同反饋、診斷等功能集成到一個(gè) IC 中，這樣可以節(jié)省空間和降低寄生損耗，在一定程度上提供了電源效率。
降低無源器件的功率損耗
無源器件主要是電感和電容，降低這兩種器件功率損耗的方法有：
（1）選擇低 ESR 的電容；
（2）選擇低 DSR 的電感；
優(yōu)化電源控制架構(gòu)
相較于固定 PWM 頻率的控制架構(gòu)，使用跳脈沖（PFM）的控制架構(gòu)，更有利于提高開關(guān)電源的效率，尤其是在輕負(fù)載或負(fù)載范圍較寬時(shí)。
跳脈沖模式下，在一段較長時(shí)間內(nèi)電感放電，將能量從電感傳遞給負(fù)載，以維持輸出電壓。當(dāng)然，隨著負(fù)載吸收電流，輸出電壓也會(huì)跌落。當(dāng)電壓跌落到設(shè)置門限時(shí)，將開啟一個(gè)新的開關(guān)周期，為電感充電并補(bǔ)充輸出電壓。
需要注意的是跳脈沖模式會(huì)產(chǎn)生與負(fù)載相關(guān)的輸出噪聲，這些噪聲由于分布在不同頻率(與固定頻率的 PWM 控制架構(gòu)不同)，很難濾除。
現(xiàn)代的開關(guān)電源控制 IC 會(huì)合理利用兩者的優(yōu)勢：重載時(shí)采用恒定 PWM 頻率；輕載時(shí)采用跳脈沖模式以提高效率。
當(dāng)負(fù)載增加到一個(gè)較高的有效值時(shí)，跳脈沖波形將轉(zhuǎn)換到固定 PWM，此時(shí)負(fù)載下噪聲很容易濾除。在整個(gè)工作范圍內(nèi)，器件根據(jù)需要選擇跳脈沖模式和 PWM 模式，保持整體的最高效率。
如圖所示。
圖 開關(guān)電源中跳脈沖模式和固定 PWM 模式下的效率對比
固定 PWM 模式下的效率曲線(圖中的 D、E、F)，輕載時(shí)效率較低，但在重載時(shí)能夠提供很高的轉(zhuǎn)換效率(高達(dá) 98%)。
然而，跳脈沖模式下的效率曲線(圖中的 A、B、C)能夠在輕載時(shí)保持在較高水平。
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