隨著移動通信技術(shù)的發(fā)展,射頻(RF)電路的研究引起了廣泛的重視。采用標(biāo)準(zhǔn)CMOS工藝實(shí)現(xiàn)壓控振蕩器(VCO),是實(shí)現(xiàn)RF CMOS集成收發(fā)機(jī)的關(guān)鍵。過去的VCO電路大多采用反向偏壓的變?nèi)荻O管作為壓控器件,然而在用實(shí)際工藝實(shí)現(xiàn)電路時,會發(fā)現(xiàn)變?nèi)荻O管的品質(zhì)因數(shù)通常都很小,這將影響到電路的性能。于是,人們便嘗試采用其它可以用CMOS工藝實(shí)現(xiàn)的器件來代替一般的變?nèi)荻O管,MOS變?nèi)莨鼙銘?yīng)運(yùn)而生了。
MOS變?nèi)莨?/div>
將MOS晶體管的漏,源和襯底短接便可成為一個簡單的MOS電容,其電容值隨柵極與襯底之間的電壓VBG變化而變化。在PMOS電容中,反型載流子溝道在VBG大于閾值電壓時建立,當(dāng)VBG遠(yuǎn)遠(yuǎn)大于閾值電壓時,PMOS電容工作在強(qiáng)反型區(qū)域。另一方面,在柵電壓VG大于襯底電壓VB時,PMOS電容工作在積累區(qū),此時柵氧化層與半導(dǎo)體之間的界面電壓為正且能使電子可以自由移動。這樣,在反型區(qū)和積累區(qū)的PMOS電容值Cmos等于Cox(氧化層電容)。
在強(qiáng)反型區(qū)和積累區(qū)之間還有三個工作區(qū)域:中反型區(qū),弱反型區(qū)和耗盡區(qū)。這些工作區(qū)域中只有很少的移動載流子,使得Cmos電容值減?。ū菴ox?。?,此時的Cmos可以看成Cox和Cb與Ci的并聯(lián)電容串聯(lián)構(gòu)成。Cb表示耗盡區(qū)域電容的閉環(huán),而Ci與柵氧化層界面的空穴數(shù)量變化量相關(guān)。如果Cb(Ci)占主導(dǎo)地位,PMOS器件工作在耗盡(中反型)區(qū);如果兩個電容都不占主導(dǎo)地位,PMOS器件工作在弱反型區(qū)。Cmos電容值隨VBG變化的曲線如圖1所示。


工作在強(qiáng)反型區(qū)的PMOS的溝道寄生電阻值可以由下式得出:
(1)


式中,W,L和kp分別是PMOS晶體管的寬度,長度和增益因子。值得注意的是,隨著VBG接近閾值電壓的,Rmos逐步增加,在VBG等于閾值電壓時Rmos為無限大。這個公式基于了簡單的PMOS模型,事實(shí)上,隨著空穴濃度的穩(wěn)步減少,Rmos在整個中反型區(qū)會保持有限值。
反型與積累型MOS變?nèi)莨?/div>
通過上面的分析,我們知道普通MOS變?nèi)莨苷{(diào)諧特性是非單調(diào)的,目前有兩種方法可以獲得單調(diào)的調(diào)諧特性。
一種方法是確保晶體管在VG變化范圍大的情況下不進(jìn)入積累區(qū),這可通過將襯底與柵源結(jié)斷開而與電路中的直流電壓短接來完成(例如,電源電壓Vdd)。
圖2是兩個相同尺寸MOS電容的Cmos-VSG特性曲線的相互對比。


很明顯反型MOS電容的調(diào)諧范圍要比普通MOS電容寬,前者只工作在強(qiáng),中和弱反型區(qū),而從不進(jìn)入積累區(qū)。
更好的方法是應(yīng)用只工作在耗盡區(qū)和積累區(qū)的MOS器件,這樣會帶來更大的調(diào)諧范圍并且有更低的寄生電阻,即意味著更高的品質(zhì)因數(shù),原因是其耗盡區(qū)和積累區(qū)的電子是多子載流子,比空穴的遷移率高約三倍多。要得到一個積累型MOS電容,必須確保強(qiáng)反型區(qū),中反型區(qū)和弱反型區(qū)被禁止,這就需要抑制任何空穴注入MOS的溝道。方法是將MOS器件中的漏源結(jié)的p+摻雜去掉,同時在原來漏源結(jié)的位置做n+摻雜的襯底接觸,如圖3所示。


這樣就將n阱的寄生電阻減少到。積累型MOS電容和普通MOS電容的調(diào)諧曲線如圖4所示。
可以看到積累型MOS電容良好的單調(diào)性。值得注意的是在設(shè)計(jì)積累型MOS電容的過程中沒有引入任何附加工藝流程。
設(shè)計(jì)與仿真結(jié)果


所采用的VCO電路結(jié)構(gòu)如圖5所示。這是標(biāo)準(zhǔn)的對稱CMOS結(jié)構(gòu),兩個變?nèi)莨軐ΨQ連接,減小了兩端振蕩時電位變化對變?nèi)莨茈娙葜档挠绊?,提高了頻譜純度。為了保證匹配良好,電感要采用相同的雙電感對稱連接。此外,由于LC振蕩回路由兩個尺寸非常大的片內(nèi)集成電感和兩個同樣有較大尺寸的積累型MOS變?nèi)莨芙M成,較高的損耗使得品質(zhì)因數(shù)不高,這就需要較大的負(fù)跨導(dǎo)來維持振蕩持續(xù)進(jìn)行;并且等效負(fù)跨導(dǎo)的必須比維持等幅振蕩時所需要的跨導(dǎo)值大才能保證起振,所以兩對耦合晶體管需要設(shè)置較大的寬長比,但大的寬長比同時帶來較大的寄生效應(yīng),造成相位噪聲和調(diào)諧范圍受到影響,終在底端用兩個NMOS晶體管形成負(fù)電阻以補(bǔ)償VCO的損耗。根據(jù)小信號模型分析,忽略各種寄生及高階效應(yīng),可以估算得到等效負(fù)電阻RG的大小為(設(shè)兩個有源器件跨導(dǎo)分別為gM1,gM2):
(2)

頂端的PMOS晶體管提供偏置電流,這種結(jié)構(gòu)所需的電源電壓很低。
整個設(shè)計(jì)基于TSMC的0.35μm鍺硅射頻工藝模型PDK,共有三層金屬。其中,電感為平面螺旋八邊形,由頂層金屬繞制而成。選取電感值為0.6nH,那么在振蕩頻率選定的情況下可以確定總的電容大小。構(gòu)成LC振蕩回路里的電容成份有電感的寄生電容(很?。?,NMOS晶體管的漏-襯底電容,柵-漏電容,柵-源電容和重要的積累型MOS電容。在保證起振的情況下,為了獲得更大的調(diào)諧范圍,一項(xiàng)所占比例必須盡可能大。


采用的電源電壓為1.5V,功耗約為10mW。用Cadence平臺下的SpectreRF進(jìn)行仿真,得到的調(diào)諧曲線如圖6所示??刂齐妷涸?~2V變化時,振蕩頻率在3.59~4.77GHz間變化,中心頻率為4.18GHz,調(diào)諧范圍約為28%。中心頻率處的相位噪聲曲線如圖7所示,此時的控制電壓為0.75V,對應(yīng)偏移量600kHz的相位噪聲為-128dB/Hz。


當(dāng)控制電壓由0.75V變到2V時,振蕩頻率變?yōu)?.77GHz,相位噪聲變?yōu)?nbsp; -135dB/Hz,降低了7dB。這是由兩個方面的原因引起的,首先是由于LC振蕩回路總的電容減小,振蕩頻率增加,這就減小了要維持振蕩所需的負(fù)跨導(dǎo),但因?yàn)閮蓚€NMOS晶體管提供的負(fù)跨導(dǎo)幾乎不變,所以就使得穩(wěn)定振蕩幅度增加,相位噪聲減小。另外一方面是源于此過程中積累型MOS電容的溝道寄生電阻會隨著電壓升高而變小,從而降低了損耗,降低了相位噪聲。
與采用反型MOS變?nèi)莨茉O(shè)計(jì)的VCO比較,由于電子具有較高的遷移率,使得積累型MOS電容的溝道寄生電阻比反型MOS電容要低,即意味著積累型MOS電容具有較高的品質(zhì)因數(shù),導(dǎo)致了VCO整體性能有所提高,特別是相位噪聲有所減少。比較結(jié)果如表1所示。考慮到工藝和功耗等因素,采用積累型MOS電容有更大的優(yōu)勢。


結(jié)論
基于0.35μm工藝,考慮低壓和低功耗,設(shè)計(jì)了一個工作頻率為4.2GHz的VCO,并在該電路中分別采用積累型MOS電容和反型MOS電容進(jìn)行調(diào)諧。仿真結(jié)果表明,兩種VCO調(diào)諧范圍與中心頻率幾乎相同,在功耗約為10mW的情況下,積累型MOS調(diào)諧的VCO表現(xiàn)出更好的相位噪聲性能。
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